Расчет тепловых шумов при передаче сигналов изображения
Полоса ТВ сигнала достигает 6 МГц и поэтому Ршт необходимо вычислять как
При передаче сигналов ТВ нормируется отношение эффективного напряжения шума к полному размаху видеосигнала от уровня белого до уровня черного. Поэтому коэффициент передачи ЧД определяется как:
Кчд= Uр / 2Δfр
где: Uр - полный размах видиосигнала;
Δfп - девиация соответствующая Uр и отсчитанная в одну сторону от центральной f.
В РРЛ при передаче ТВ обычно указывается величина полной девиации fфм, соответствующей изменению сигнала от уровня белого до уровня синхроимпульсов. В соответствии со стандартом на ТВ сигнал эта девиация равна
fрм = 1,4Δfр.
Учитывая последнее выражение получим
Кчд = 1,4 Uр / 2Δfр
и окончательно
При передачи сигналов изображения нормируется визометрическое отношение сигнал/шум, учитывающее неодинаковое восприятие глазом различных спектральных компонент шума.
Если обозначить Uр2/Uш2 = γ, [дБ]
, то включение визометрического фильтра дает поправку на [17,7] дБ , т.е.
γвиз=(γ+17,7),дБ
Переходные шумы в каналах РРЛ с частотным уплотнением и ЧМ
При многоканальной ТЛФ связи с ЧУ и ЧМ нелинейность тракта РРЛ обуславливает появление переходных шумов в каналах (из-за нелинейности возникают гармоники сигналов и различные комбинации составляющие. Часть этих продуктов имеет спектральные составляющие, совпадающие с передаваемым сообщением. Эти составляющие попадают в полосы "чужих" ТЛФ каналов и образуют в них помехи). При N > 24 они носят шумоподобный характер и называются переходными шумами.
Переходные шумы в групповом тракте
Амплитудная характеристика реального группового тракта всегда обладает нелинейностью. Представим эту характеристику полиномом и предположим, что на вход группового тракта подают многоканальное сообщение U(t).
Тогда на выходе тракта сообщение имеет вид
U(t) = U(t) + b2U2(t) + b3U3(t) + . . .
где: b2 и b3 - коэффициенты определяющие нелинейность амплитудной характеристики.
При Кус = 1 и учитывая только члены полинома не выше третьей степени (правильно сконструированная аппаратура имеет незначительную нелинейность), продукт искажений в групповом тракте равен
Ег(t) = b2U2(t) + b3U3(t)
Поскольку продукт искажения и многоканальное сообщение является стационарным случайным процессом, то для определения энергетического спектра Ег(t) используют теорему Хинчина.
Согласно этой теоремы, энергетический спектр G(Ω) и корреляционная функция стационарного случайного процесса В(τ) связаны между собой парой преобразований Фурье, т.е.
Следовательно, для определения энергетического спектра процесса G(Ω) необходимо определить корреляционную функцию В(τ) этого процесса.
Корреляционная функция является одной из числовых характеристик случайного процесса и определяется как
где: τ = t1 - t2; W(х1хτ) - двумерная плотность вероятности случайного процесса.
Эксперименты и теоретические исследования показывают, что переходный шум является нормальным стационарным процессом с нулевым средним. Для такого процесса
где: d - дисперсия случайного процесса, т.е. средняя мощность процесса;
R(τ)- нормированная функция многоканального сообщения.
Для нашего случая
Х(t) = U(t) и Х(t) = U(τ)(t).
Отсюда, вычисляя вначале
и используя теорему Хинчина получим
где:
Y2(τ) и Y3(τ) - функции, характеризующие в относительных единицах зависимость специальной плотности мощности переходных шумов 2-го и 3-го порядка от частоты. Для этих функций существуют графики в зависимости от различных β = F2/F1
и
здесь α2к и α3к - затухание нелинейности в децибелах, измеренные при подаче на вход тракта сигнала с нулевым измерительным уровнем.
Зная энергетический спектр переходных шумов в групповом тракте, выражение для мощности переходных шумов можно в окончательном виде получить в пВт
где: Рср - средняя мощность многоканального сообщения.
Из последнего выражения можно видеть, что мощность переходных шумов резко возрастает при увеличении нелинейности тракта и числа ТЛФ каналов. Поэтому при конструировании аппаратуры для РРЛ и спутниковой связи предъявляются весьма жесткие требования к линейности амплитудной характеристики группового тракта, причем эти требования резко возрастают при увеличении числа каналов.
Переходные шумы в ВЧ тракте
ВЧ тракт аппаратуры с ЧМ включает все элементы от выхода частотного модулятора передатчика до входа частотного детектора приемника. Нелинейные искажения ВЧ сигнала не вызывают искажений многоканального сообщения, а изменяют уровень ВЧ колебаний на входе ЧД и не вызовут нелинейных искажений при демодуляции. Поэтому в РРЛ с ЧМ не требуется, чтобы амплитудная характеристика ВЧ тракта была линейной. Более того ВЧ тракт всегда нелинейный, т.к. включает обязательно ограничитель.
Возникновение нелинейных искажений группового сигнала при прохождении ЧМ колебаний через реальный ВЧ тракт обусловлено нарушением пропорциональности между изменением фазы ВЧ сигнала и изменением модулирующего сигнала, возникающим, например, при прохождении сигнала через четырехполюсник с нелинейной фазовой характеристикой. Это может быть объяснено также тем, что различные спектральные компоненты ВЧ сигнала получают различные запаздывания и ослабления в соответствии с фазовой и частотной характеристиками четырехполюсника.
Вследствие этого сумма всех спектральных компонент неточно воспроизводит входной сигнал и, в частности, его фазу.
Источником нелинейных искажений в ВЧ тракте являются:
1. неравномерность частотной и нелинейность фазовой характеристик УПЧ;
2. неполное подавление паразитной АМ ограничителями;
3. преобразование АМ в ФМ в ограничителях и ЛБВ;
4. наличие сопутствующих потоков в антенных фидерах.
Расчетная формула переходных шумов в ВЧ тракте выводится с применением "квазистационарного метода".
Полагают, что на вход ВЧ тракта подан сигнал, частота которого изменяется по закону многоканального сообщения U(t), и, следовательно, выражение для ЧМ колебания имеет вид
Если ВЧ тракт имеет АЧХ вида К(ω-ω0) и ФЧХ вида φ(ω-ω0) и мгновенная частота сигнала меняется по закону ΔωмU(t), то можно записать
Паразитная АМ (U0K[ΔωbU(t)]) ослабляется ограничителем, а изменение фазы приводит к изменению частоты на выходе ЧД, т.е. к появлению шумов
отсюда
Фазовую характеристику в интервале [ω0-ωм, ω0+ωм] представляют полиномом вида
φ(Ω)=φ1Ω+φ2Ω+φ3Ω+...
Поскольку линейность фазовой характеристики достаточно высокая, то достаточно взять только три члена полинома, где искажения будут определять 2 и 3 члены полинома
Энергетический спектр продуктов искажений определяют применением теоремы о спектре производной
где: Δωэ - эффективная девиация частоты.
На практике обычно измеряют не фазовую характеристику тракта, а групповое время запаздывания (ГВЗ), которое определяется как
Типичная характеристика ГВЗ имеет вид рис. 6.
Рис.6.
Нелинейности фазовой характеристики соответствует неравномерность характеристики ГВЗ.
С учетом ГВЗ расчетная формула для мощности переходных шумов второго и третьего порядков на выходе ТЛФ канала со средней частотой Fк в точке с нулевым относительным уровнем в пиковаттах имеет вид
где: 
Полосу частот fп, необходимую для неискаженной передачи, определяют по графикам.
Из приведенного выражения видно, что мощность переходных шумов максимальна в верхнем ТЛФ канале, и поэтому при увеличении числа каналов становятся более жесткими требования к неравномерности частотной и фазовой характеристик. Для систем большой емкости (600-1920 каналов) неравномерность ГВЗ не должна превышать единиц наносекунд.
|
